摘要
本文提供一種多相單晶片降壓解決方案，旨在應對建構處理單元電源時需滿足的大電流、快速暫態響應要求。我們採用稱為 Silent Switcher® 3 架構的新型低輸出雜訊技術，其快速暫態響應特性支援多相操作。該解決方案具有出色的高控制頻寬，使用的輸出電容比其他方案更少，有助於電源在暫態期間更快速地恢復。本文詳細介紹設計技巧和考量因素，以幫助工程師最佳化未來的設計。
簡介
在當今的運算環境中，CPU、FPGA 和 ASIC 的功耗日益增加。對於 5G 收發器、波束成形器和其他高速 RF 等一些更具體的應用，考量頻寬和 RF 雜訊水準時，功率要求甚至更加嚴格。傳統的雙極性（降壓 + LDO）解決方案廣泛用於 RF 應用中，由於輸出電流高，不僅體積大、效率低，還需要更高水準的散熱。隨著對輸出電流能力的要求不斷提高，使用單個降壓穩壓器為高需求負載供電變得不划算。而多相降壓穩壓器因可擴充性和漣波交錯優勢，電流傳輸性能出色，因此被廣泛用於該領域。但是，要達到快速暫態響應和超低 RF 雜訊要求，多相降壓穩壓器需要採用多個輸出電容和多級 LC 濾波器來為高速 RF ASIC 供電。這些額外的元件通常會佔用很大一部分電路板空間，並且還可能增加解決方案的成本。本文展示使用高性能 Silent Switcher 3 架構所具有的優勢，在多相降壓應用中，該架構可提供超低雜訊和快速暫態響應。本文還介紹針對不同的 ASIC 負載要求，如何透過不同的設計考量因素來解決。
Silent Switcher 3 架構採用超低雜訊設計（在 10 Hz 至 100 kHz 範圍內一般為 $4\ \mu V\ rms$），包含高增益誤差放大器，提供超低 EMI 輻射和快速暫態響應。在該新產品系列中，LT8627SP 具有最高 16 A 額定電流，因此非常適合用於大電流、雜訊敏感型應用中的多相降壓配置。由於所有 ASIC 負載具有低電源電壓特性 (<1V) 並且廣泛使用 12 V 配電系統，因此多相降壓穩壓器對最小導通時間非常敏感。Silent Switcher 3 技術採用創新架構，提供非常短的導通時間 (15 ns)，使 LT8627SP 在 1 MHz 以上的切換頻率下也能輕鬆運作，有助於改善漣波、尺寸、雜訊和頻寬。
針對 50 A 電流 RF 數位負載，盡可能縮短暫態恢復時間
決定電源性能的一個重要特性是其恢復時間。這是在發生負載暫態時，輸出電壓恢復到穩壓值所需的時間。每個電源的恢復速度都有限制，與控制迴路頻寬相關。控制迴路頻寬更高，意味著電感電流在暫態期間能夠更快地爬升/下降，以補償輸出電容的電荷變化，在更快時間內完成恢復過程。圖 1 展示了一個使用四相 LT8627SP 的範例：為 $1.8\ V_{OUT}$ RF 數位負載供電，最大負載電流為 50 A。該電源設計為在 2 MHz 切換頻率下輸出 1.8 V 電壓。為了縮短暫態期間的電荷補償時間，該設計中使用低 ESR 陶瓷電容，並且避免使用高 ESR 聚合物電容和電解電容。採用交錯式 PWM 技術（每相 90°）來增加等效漣波頻率，從而增大控制頻寬。
圖 1. 為 $1.8\ V_{OUT}$、50 A RF 數位負載供電的四相交錯 LT8627SP 解決方案。
對補償網路進行調節，以實現至少 45° 相位邊限和大於 8 dB 的增益邊限，同時盡可能增大頻寬。因此，在 45° 相位邊限和 9 dB 增益邊限下，其控制迴路調諧到最大 280 kHz 的頻寬，如圖 2 中的波特圖所示。為了進行比較，我們在 1.8 V、12 A 輸出下，對具有等效單相輸出電容 ($2 \times 100\ \mu F + 1 \times 1\ \mu F + 1 \times 0.1\ \mu F$) 的單相 LT8627SP 進行了測試。採用相同穩定性標準的波特圖如圖 2 所示。
圖 2. 50 A/四相 LT8627SP 和 12 A/單相 LT8627SP 的波特圖比較。
為了透過測試比較恢復時間，四相和單相 LT8627SP 均採用 50% 負載暫態，採用每相 $6\ A/\mu s$ 轉動率 (Slew rate)。測試結果如圖 3 所示，暫態上升緣的恢復時間約為 2.5 μs。與圖 4 中的單相 LT8627SP 相比，恢復時間將近縮短 10 倍。
圖 3. 四相 LT8627SP 25 A 至 50 A 負載暫態最佳化，以實現最短恢復時間。
圖 4. 單相 LT8627SP 6 A 至 12 A 負載暫態最佳化，以實現最短恢復時間。
圖 5. 四相交錯 LT8627SP 解決方案，在 0.8 V、22 A 至 50 A 1 µs 暫態下實現 <5% VPP。
針對大電流無線應用，盡可能減少暫態 VPP
Silent Switcher 3 架構的多相操作已用於許多客戶的電源設計。圖 5 展示了另一個範例：LT8627SP 如何幫助無線客戶在 $0.8\ V_{OUT}$ 和 22 A 至 50 A 1 µs 負載暫態下，為快速、大電流暫態 SoC 供電。為防 SoC 性能因暫態降低，需要 VPP 小於 5% (40 mV)。
如前文所述，我們已知四相交錯 LT8627SP 可以提供很高的控制頻寬，約在 300 kHz 左右。而在時域內，我們可以大致模擬負載暫態期間的電壓變化與控制頻寬之間的關係，如下所示：
由此可以得出，在漣波電壓為 10 mV 時，最小輸出電容為 1583 µF。在設計中，所選的電容應大於該值，不同於之前所述，需使用更多聚合物電容，以在暫態期間提供足夠的阻尼。我們需透過不斷試驗和試錯來確定最終的輸出電容，因為它也會影響迴路頻寬和穩定性。
四相 LT8627SP 在 1 MHz 切換頻率下交錯，匯聚合成 4 MHz 漣波頻率。在確定最小輸出電容之後，在 22 A 至 50 A 暫態負載、$28\ A/\mu s$ 轉動率下，實現 35 mV (4.4%) VPP。暫態波形如圖 6 所示。為了驗證控制迴路的穩定性，使用 50 A 負載，進行波特圖測量。結果如圖 7 所示。在 50 A 時，控制迴路的頻寬為 322 kHz，具有 50° 相位邊限。
圖 6. 在 $28\ A/\mu s$ 轉動率下，22 A 至 50 A 負載步階的暫態波形。
圖 7. 四相最小 VPP 值解決方案的波特圖。
為了進行更多性能測試，我們測量了效率和滿載熱性能。測試了 12 VIN、0.8 VOUT、最高 60 A 負載下的效率，如圖 8 所示。包含輔助損耗在內，轉換器在 25 A 負載下的峰值效率為 89%，在 60 A 負載下的效率為 84%。
圖 8. 四相交錯 LT8627SP 在 1 MHz FSW、12 VIN 和 0.8 VOUT 下的效率。
圖 9 以熱圖方式顯示了這個四相設計的熱性能。在 60 A 負載下，IC 最高溫度為 66°C，最低溫度為 61.6°C。四個 IC 之間的最大溫差為 5°C 左右，表示各相均流性能出色。
圖 9. 四相交錯 LT8627SP 在 1 MHz FSW、12 VIN 和 0.8 VOUT 60 A 下的熱性能。
關於多相 LT8627SP 的設計考量因素和指南
LT8627SP 作為峰值電流模式控制 IC，可輕鬆配置為多相操作。有幾項設計考量因素需特別注意，分別是：
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要實現正常均流，需將每個 IC 的 VC 接腳連接在一起，如圖 1 的電路圖所示。
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要以均衡的方式交錯連接四相 LT8627SP，每個 IC 的 CLKOUT 需配置為 90° 相移，並饋入下一個 IC 的 SYNC 接腳。採用該配置時，每個 IC 的開關節點波形如圖 10 所示。交錯是多相降壓穩壓器帶來的最大優勢之一。均衡交錯的相位能夠使輸出電壓漣波頻率倍增，因此可顯著降低輸出電容。交錯漣波頻率更高時，也有助於控制迴路有效抑制更高頻寬下的漣波雜訊。LT8627SP 可以採用高達 4 MHz 切換頻率，支援三種不同的相移時脈配置：180°、120° 和 90°。這表示無需額外使用任何元件，也能實現最多 12 種交錯。
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為了實現正常的電壓偵測，應將每個 IC 的 OUTS 接腳連接在一起。需要注意的是，因為控制迴路中涉及到所有誤差放大器 (EA)，在進行波特圖匯入時也需要考慮所有 EA。因此，需要將偵測點（輸出電壓）和 OUTS 接腳側連接在一起，確保每個 EA 都能實現均勻擾動。
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RT 接腳需使用電阻來設定頻率。主機 IC 需提供設定目標切換頻率所需的電阻值，從機 IC 的電阻值設定的頻率要比主機 IC 低 20%。
圖 10. 每個開關節點的每個通道之間的相移示意圖。
結論
為 5G 電信應用建構電源具有挑戰性。這些應用需要快速、大電流暫態響應，以實現最小峰對峰輸出電壓，或在負載暫態期間實現最短恢復時間。應對這些挑戰的一種簡單方法是：將多個 Silent Switcher 3 架構（例如 LT8627SP）功率轉換器並聯到單個交錯系統中，以此增大電源的頻寬和負載能力，使其獲得執行快速、大電流暫態的能力。
關於作者
Erik Lamp
Erik Lamp 是 ADI 公司工業和多重市場部門的產品應用工程師，主要負責電源產品。他於 2020 年獲得聖荷西州立大學電機工程學士學位，並於同年加入 ADI 公司開始其職業生涯。
Xinyu Liang
Xinyu Liang 是 ADI 公司工業和多重市場部門的應用工程經理，主要負責電源產品。他於 2018 年獲得美國北卡羅來納州立大學電機工程博士學位，並在畢業後於 2019 年開啟在 ADI 公司的職業生涯。
