適用於大電流及多種應用的多相解決方案 — 第二部分 | 安馳科技股份有限公司 Macnica Anstek Inc.

摘要

「適用於大電流及多種應用的多相解決方案 — 第二部分」一文重點介紹了 ADI 公司 Silent Switcher 3 技術在多相單晶片降壓穩壓器中具有的高控制迴路頻寬。從單相設計轉變為多相設計時，可以觀察到在暫態事件過程中，恢復時間大幅縮短，輸出電壓峰對峰值偏差也顯著減小。在本文中，耦合電感 (CL) 被融入到多相 Silent Switcher® 3 單晶片降壓穩壓器的設計中，從而將迴路頻寬提升至 500 kHz 以上，並將輸出漣波降低到峰對峰值 1 mV 以下。文中還探討了高迴路頻寬對低頻輸出雜訊的抑制作用。本文還展示了一個醫療影像應用案例，用以比較耦合電感 (CL) 和傳統分離式電感 (DL) 對多相性能的影響。

利用 CL 擴展多相功能

多相交錯式降壓轉換器常應用於伺服器和有線通訊領域，因為它們能夠高效處理大負載電流，並提供較高的控制迴路頻寬。然而，多相交錯式降壓轉換器存在一個限制條件，即在穩態運行和暫態事件期間，相電感的性能表現需求有所不同。為了實現更高的效率，人們傾向於採用高電感值來限制電流漣波，並將切換損耗降至最低。另一方面，為了對暫態事件做出更快的響應，低電感值可使電源的電荷迅速到達負載，從而使輸出電壓的下降幅度更小。使用尺寸更小的磁性元件可以減少儲存在相電感中的多餘電荷，並且在負載移除時降低輸出電壓的任何過衝現象。這種在效率和暫態響應之間的權衡凸顯了 CL 為多相設計帶來的優勢。

耦合電感 (CL) 可以被看作是一種特殊類型的變壓器，它主要透過磁耦合來影響其他繞組的性能表現。在多相配置中，使用分離式電感 (DL) 時，交錯的切換訊號僅能降低輸出節點處的漣波。相比之下，CL 會將這種效應傳播到所有已連接相的 MOSFET 和電感繞組上。當某一相被激活時，磁耦合會在其他耦合相內感應出電流的上升斜坡，且這些相的工作週期 (Duty Cycle) 不會發生變化。這意味著電感電流在其所在相的關斷時間內不會呈線性下降，而且當其他相激活時，電流又會開始上升。因此，CL 可以採用較低的相電感值，同時仍能使每一相產生極小的電流漣波，從而實現快速的暫態響應和較高的效率。相電感值的降低使得在暫態事件期間的電轉動率 (Slew Rate) 更快，並且在不犧牲穩定性的前提下，能夠將控制頻寬提升到更高的水準。

分離式電感與耦合電感之間的控制迴路及暫態響應比較

醫療影像系統通常由大量資料擷取電路和 DSP/ASIC 組成。CT 掃描機等大型影像系統的電源既需要快速的暫態響應，又需要低輸出雜訊，以實現最小的訊號失真和高影像精度。以一個典型的 CT 掃描偵測器模組電源為例，它需要從 12 $V_{IN}$ 輸入電壓獲得 1 $V_{OUT}$ 輸出電壓和 80 A 滿載電流。ADI 的 LT8627SP 是 Silent Switcher 3 單晶片降壓穩壓器系列的一款產品，可提供高達 16 A 的電流，並具有超低雜訊基準，可實現出色的低頻雜訊性能。使用一個六相 LT8627SP 可以滿足應用對高達 96 A 負載的需求。各相以 2 MHz 的切換頻率交錯工作，從而產生組合的 12 MHz 輸出漣波頻率。輸出電容由 28 個 22μF 1206 MLCC 電容器和 2 個 560μF 聚合物鉭固體電容器 (POSCAP) 組成。為了了解 CL 相較於更傳統的 DL 的性能表現，在保持工作條件和輸出電容不變的情況下，單獨研究不同電感類型對穩壓器性能的影響。

市售的兩相和三相 CL 可用於六相 LT8627SP 配置中，採用 3 組兩相和 2 組三相的設置均可。在本次研究中，選擇了兩種具有不同相電感的 Eaton CL。兩相 CL 選項包括 Eaton CL1206-2-R120 (120 nH) 和 CL0806-2-R050 (50 nH)。測試的三相 CL 是 Eaton CL0806-3-R050 (50 nH)。為了給 CL 的性能比較提供一個基準，將 Coilcraft XGL5050-161 用作 DL 性能的參考，因為它的標稱電感為 160 nH，與兩相 120 nH CL (CL1206-2-R120) 相近，並且它的尺寸外形與所選 CL 的尺寸外形也相似。

表 1. 所選的分離式電感和耦合電感及其電氣特性

¹ CL 漏電感，相當於 DL 相電感

² CL 激磁電感。漏電感與激磁電感的比值決定了耦合係數。

在對每種電感進行實驗時，對補償網路進行了最佳化，以便在盡可能提高迴路頻寬的同時，實現至少 60° 的相位邊限 (Phase Margin) 和 8 dB 的增益邊限 (Gain Margin)。當使用 CL0806-3-R050 電感時，經過補償調整，實現了最高 520 kHz 的頻寬，同時具有 60° 的相位邊限和 9 dB 的增益邊限。

圖 1 顯示了波特圖 (Bode Plot) 的結果，並進行了分組，以便逐步比較。結果表明，當系統增加耦合相數或 $N_{cp}$ 時，即使相電感相同（XGL5050-161 與 CL1206-2-R120 相比），迴路頻寬也可以被推得更高。此外，當減小相電感並保持 $N_{cp}$ 恆定時（CL1206-2-R120 與 CL0806-2-R050 相比），迴路頻寬會得到擴展。

圖 1. 使用兩種不同電感的波特圖比較：(a) DL 160 nH 對比兩相 CL 120 nH；(b) 兩相 CL 120 nH 對比兩相 CL 50 nH；(c) 兩相 CL 50 nH 對比三相 CL 50 nH。

為了分析六相 LT8627SP 在大電流下的快速暫態響應能力，施加了一個負載階躍變化為 50% 且轉動率高達 $40\ A/\mu s$ 的嚴苛負載變化。如圖 2 所示，根據觀察，輸出電壓在負載階躍變化完成的同時就開始恢復。在出現這種偏差後的一微秒內，所有輸出電壓都穩定下來，體現了 LT8627SP 對變化做出快速響應的出色能力。結果還呈現出一致的規律：隨著系統響應速度（頻寬）的提高，輸出電壓的變化幅度會減小。使用 LT8627SP 的完整六相 96 A 電路原理圖如圖 5 所示。

圖 2. 使用不同電感時，六相 LT8627SP 在 40 A/1 μs 負載階躍下的上升緣和下降緣暫態響應

分離式電感和耦合電感的穩態輸出漣波比較

雖然更高的迴路頻寬可以減少暫態事件期間的輸出偏差，但穩態 (SS) 輸出漣波同時受到總峰對峰值電流漣波和輸出電容量的影響。使用耦合電感 (CL) 的優勢在於，與具有等效相電感的分離式電感 (DL) 相比，CL 能夠產生更小的各相電流漣波。然而，在輸出端的各相電流漣波總和，使得 CL 和 DL 的總峰對峰值電流漣波相同，從而導致總峰對峰值輸出電壓漣波也相近。表 2 對六相 LT8627SP 的 SS 輸出漣波測量結果進行了總結，每種電感都採用了經過最佳化的補償措施。對於使用 XGL5050-160 和 CL1206-2-R120 的設計，其輸出漣波約為峰對峰值 1 mV，這證實了上述想法，因為它們的相電感相似。然而，對於採用兩相和三相 50 nH CL 的設計，測量到的輸出漣波卻與這一原理相悖，從峰對峰值 1.33 mV 增加到了峰對峰值 2.10 mV。這令人感到意外，因為原本預期在相電感相同的情況下，總輸出漣波也會保持一致。

表 2. 使用不同電感的六相 LT8627SP 控制迴路及輸出漣波性能彙總表

CL 的磁耦合能夠在不改變各相工作週期的情況下，使其他耦合相的電流上升。這實際上會在輸出端引入頻率等同於 $f_{sw} \times N_{cp}$ 的漣波諧波。峰對峰值電壓漣波越大，表明隨著開關諧波的增加，陶瓷輸出電容在分流漣波雜訊方面的效果變差。由於封裝中存在寄生電感和電阻（ESL 和 ESR），實際的電容表現得就像一個串聯的 RLC 子電路。這使得電容在不同頻率下呈現出不同的阻抗特性。設計中使用的一個 22 μF 1206 積層陶瓷電容器 (MLCC) 的阻抗與頻率曲線顯示，從 1 MHz 開始，電容開始表現出更多的電感特性，阻抗也隨之升高。因此，期望在從兩相 CL 轉向三相 CL 時，輸出漣波水準保持相似是不現實的，因為穩態下的輸出漣波會受到輸出電容特性變化的影響。

圖 3. 旁路模式下非理想 MLCC 和 3T 電容器的模型。其中給出了六相 LT8627SP 中所用的 22 μF 電容器的阻抗與頻率特性，以顯示阻抗差異。

在不增加解決方案尺寸的前提下，降低輸出漣波的一種方法是使用三端 (3T) 電容器，這種電容器的特點是在寬頻帶內具有低 ESL 和大電容。一個 22 μF 3T 電容器的阻抗曲線顯示，與 MLCC 的情況類似，從 4 MHz 到 6 MHz（由於兩相和三相耦合產生的特定開關諧波）存在阻抗增加的問題。因此，用三相 CL 替換兩相 CL 時，輸出漣波預計仍會增加。不過，與傳統陶瓷電容器相比，3T 電容器在高頻下的阻抗要小一個數量級，並且產生的漣波也較小。如圖 4 所示，在將 2 個 22 μF 1206 MLCC 更換為 2 個 22 μF 05035 3T 電容器後，出現了顯著的改善，輸出漣波從峰對峰值 2.10 mV 降低到峰對峰值 0.81 mV。為了有效地使用 3T 電容器，將它們放置在 CL 之後最近的位置，以盡量減小寄生電感。具體細節可參考圖 6。在分離式電容相同的情況下，這一結果使得 3T 電容器的應用極具吸引力。整體設計中電容器的數量和輸出電容保持不變，但因輸出漣波更小而獲益良多。

圖 4. 使用常見的 MLCC 電容器與具有相同分離式 22 μF 電容的 3T 電容器進行的穩態輸出漣波比較。測量是基於使用三相 CL0806-3-R050 電感器的六相 LT8627SP 進行的。

圖 5. 六相 LT8627SP 的原理圖，適用於 12 $V_{IN}$、1 $V_{OUT}$、每相 2 MHz $f_{sw}$、96 A 負載解決方案。

圖 6. 多相布局範例。綠線表示單個通道從輸入到輸出的交流電流路徑。黃色標記顯示了引至 IC 相連回授接腳的本地偵測回授的位置。藍色框突顯了每個通道的補償網路，該連接到藍色標記所在的內層。

單相和多相 LT8627SP 的寬頻輸出雜訊比較

儘管很少被提及，但更高的迴路頻寬所帶來的一個顯著優勢是能夠降低輸出雜訊。Silent Switcher 3 超低雜訊架構具有出色的寬頻雜訊性能（通常為 10 Hz 至 100 kHz 範圍內均方根雜訊為 $4\ \mu V\ rms$），寬頻雜訊性能已成為雜訊敏感型應用的關鍵性能指標。通常所說的雜訊是由穩壓器快速開關轉換產生的隨機振幅殘餘訊號。因此，迴路頻寬越高，整體輸出雜訊就越低，因為在更寬的頻率範圍內能夠保持較高的直流增益，從而校正任何殘餘的穩態輸出誤差或雜訊。如圖 7 所示，更高的迴路頻寬能夠在更寬的頻率範圍內（直至控制迴路交叉頻率）衰減低頻雜訊，從而顯著改善整體輸出雜訊。單相和四相 LT8627SP 解決方案的雜訊曲線基於本系列文章第一部分中介紹的設計，而六相 LT8627SP 的雜訊曲線則是使用六相設計（採用三相 50 nH CL、實現了 520 kHz 頻寬）測量得到的。

圖 7. 單相和多相 LT8627SP 解決方案的輸出雜訊頻譜密度比較，結果表明輸出雜訊隨著迴路頻寬的增加而降低。

採用 CL 的多相 LT8627SP 的設計考量因素與指導原則

下方列出了使用 ADI 的 LT8627SP 進行設計時需要考慮的一些關鍵因素：

在使用兩相和三相 CL 時，需要採用不同的交錯方案，以便最大限度地發揮 CL 降低漣波的優勢。對於兩相 CL 而言，耦合相的開關訊號交錯間隔為 180°，而使用三相 CL 時耦合相的開關延遲為 120°。耦合相之間的最佳相位延遲的通用公式為 $360^{\circ}/N_{cp}$。
在使用 CL 時，要想對穩態輸出漣波進行一致的測量，就需要使用低高度的探測端子，比如 U.FL 插座，以避免拾取未遮蔽的耦合電感所發出的雜訊。正如本文所討論的，使用 U.FL 端子探測輸出漣波能得到近乎理想的電壓漣波。
對於多相單晶片開關穩壓器而言，測量其波特圖可能是一項頗具挑戰性的任務，因為每個穩壓器 IC 都有其自身的回授和控制邏輯。為確保多相設計能夠做出一致的響應，所有 IC 的 OUTS 接腳和 VC 接腳都應按照原理圖所示連接在一起。這種精心的佈線設計旨在確保，透過任何一個回授電阻注入的訊號，都會在所有單獨的控制迴路中產生相同的擾動。由於所有相位共享同一個補償網路，因此所有相位的控制迴路都會被迫協同響應。關於多相布局的指南，請參考圖 6。

結論

CL 在融入 ADI 的多相 Silent Switcher 3 架構電源轉換器後，性能得到了極大提升。這種設計顯著增強了轉換器應對快速大電流變化的能力，同時大幅降低了輸出雜訊。多相 Silent Switcher 3 開關穩壓器能夠處理超過 500 kHz 迴路頻寬的動態負載，並對低頻輸出雜訊進行持續抑制，因而成為了無線通訊、工業環境、國防系統、醫療技術等應用領域的有效解決方案。隨著新一代開關穩壓器的工作頻率超過一兆赫茲，傳統陶瓷電容器已成為進一步降低輸出漣波的瓶頸。為了在更高頻率下實現更小的輸出漣波，需要具備更低阻抗特性的電容器，比如三端 (3T) 電容器。透過將 CL 與低阻抗輸出電容器相結合，就能打造出一款響應迅速且漣波低的開關穩壓器，多相 Silent Switcher 3 開關穩壓器便是這一設計理念的有力例證。

關於作者

Uyen Nguyen

Uyen Nguyen 是 ADI 公司工業和多重市場部門的一名應用工程師，工作地點在加利福尼亞州聖荷西市。她於 2022 年獲得理學學士學位，並於 2023 年在麻薩諸塞州劍橋市的麻省理工學院 (MIT) 獲得電機工程與電腦科學專業的理學碩士學位，研究方向專注於電力電子領域。